摘要：本文总结了市售32元相控阵演示器的接收天线性能测量结果。该演示器配置为混合波束形成，每个子阵列有八个元素和四个数字通道。测试设置和校准步骤依次解释以及测量校准精度实现。天线阵列的三维方向图显示了各种电子操纵波束位置，包括幅度变细。
相控阵在商业以及航空航天和国防应用中的扩散推动了许多专用集成电路(ic)的发展，以实现高度集成解决方案的实际实施。在转换为最终产品之前，硬件验证和软件开发都需要几个原型和开发阶段。为了帮助简化相控阵产品开发，完整的多通道演示正在商业化。(1,2)作为发布过程的一部分，硬件演示以一种能够进行性能评估的方式进行表征。系统工程师可以在架构定义阶段利用这些数据。
该平台值得注意的方面包括:
能够在完整的系统测试平台中直接验证ic，可以验证组件集成的兼容性，评估性能，并将经验教训整合到下一代ic中。
开发了一个32元混合波束形成原型系统平台，详细的信号链框图如图1所示。(1)天线阵列为由微带贴片天线组成的4×8平面阵列。贴片天线呈45°线极化，元件间距相等，等于半波长，频率为10ghz。前端电子器件由32个trm和8个bfic组成。两个BFIC输出组合产生四个8元素子数组。四个子阵列连接到一个4通道微波上/下变频器。然后将4通道微波上/下转换器连接到包含4个adc和4个dac的数字化仪IC。adc以4GSPS采样，而dac以12GSPS采样。
所表征的微波频率范围为8ghz~12ghz。本振(LO)被设置为具有固定中频中心在4.5GHz的高侧LO。在这个中频频率下，ADC在第三奈奎斯特区采样，DAC在第一奈奎斯特区采样。
数据采集采用商用FPGA板。开发了MATLAB计算机控制接口，可以在实际硬件中快速表征仿真波形。在MATLAB中进行数据分析和后处理。
使用放置在10英尺实验室工作台上的MilliBoxMBX33消声室进行R模式测量。(6)测试配置以方框图的形式呈现，如图2a所示。天线阵列、波束成形板和微波分离器使用如图2b所示的定制适配器板安装在GIM043轴天线定位器万向节上。射频电缆通过万向节的PassThru通道布线到微波上/下变频器，其余的信号链位于腔室下方。数字控制和直流电源线也通过PassThru通道布线到FPGA控制器和电源。
位于天线阵列远场的x波段喇叭天线与位于消声室下方的信号发生器相连。发射喇叭天线位于1.55米处，最小远场约为1米。控制器PC在MATLAB中控制混合波束形成系统平台、信号发生器和云台定位器，进行本文所述的校准和测量。
对于接收方向，喇叭天线向阵列发射连续波信号。当对所有元件进行幅度和相位校准时，信号发生器的发射功率被调整为阵列接收标称功率在-5dBFS至-10dBFS范围内。当天线阵列在方位角和仰角平面上从±90°机械旋转1°时，记录每个角度位置的峰值FFT幅度。通过绘制峰值FFT值与天线阵列的角度位置的关系来创建r模式。
图2c显示了消声室的内部视图，左边显示的是云台和被测设备(DUT)，右边显示的是固定喇叭天线。该阵列的贴片天线采用45°线极化设计。发射喇叭天线采用与贴片天线相同的45°线极化安装。额外的射频吸收泡沫也安装在机械夹具上，以减少反射，从而扭曲测量数据。
对于所有测量，在数据分析之前都要进行校准。该系统由32个天线元件、8个bfic和1个数字化IC组成，其中包括4个adc和4个dac。四个数字化仪ICADC信号链中的每一个都包括ddc形式的强化dsp模块。在每个DDC内存在能够在子阵列级对四个数字化信道中的每个信道应用相移的nco。因此，八个天线元件构成了本文定义的单个子阵列，并共享一个通用的ADC和DSP信号链。系统中可用的相位和幅度调节通过bfic在域中实现，通过nco和可编程有限脉冲响应(PFIR)块在数字域中实现。
在最简单的形式，有三个校准步骤:
在域内，BFICVGA用于对齐整个阵列的幅度，BFIC移相器用于对齐子阵列内的相位。数字域的NCO移位器用于对齐每个子阵列的相位。图3的简化框图突出显示了数字域和数字域的划分以及实现成功校准的各自信号链组件。
在校准之前，将阵列面定位为接收到的平面波正入射。这确保了每个天线单元同时接收相同的功率水平。校准方法首先为每个子阵列启用一个通道，并对每个子阵列的数字化信号进行复杂的FFT后处理。例如，使能子阵列1、2、3和4的通道1，使数字化仪IC上的4个adc同时对总共4个信号进行数字化。对于下一次数据捕获，将每个子阵列的通道1禁用，并使能每个子阵列的通道2进行另一次同时数据捕获。这种同时捕获的方法重复了6次，总共捕获了8个数据，用于所有32个元素。数据经过后处理，使用BFICvga将所有通道的幅度均衡到最低接收功率通道。
一旦每个通道的振幅被均衡，那么同步数据捕获方法被重复进行相位校准。最初，选择子阵列1中的通道1作为所有其他通道相位对齐的自然参考。计算子阵列2、3和4的通道1相对于子阵列1的通道1之间的相对相位偏移，并使用数字域中的NCO移相器进行调整，以补偿子阵列之间的相对差异。
在子阵列之间的相对相位对齐后，确定子阵列内部的相对相位并使用BFIC移相器进行补偿。这个过程首先测量子阵列2到4的通道2相对于子阵列1的通道1的相位差。此方法在子数组2到4内重复到通道8。最后，为了对齐子数组1中的剩余元素，使用新的校准参考(如子数组2的通道1)重复使用相同的方法。这个过程的结论是，通过BFIC的相位调整补偿子阵列内的相位误差，而通过ADC强化的dsp的NCO相位偏移补偿子阵列间的相位误差。
校准完成后，测量振幅和相位误差，以提供质量指标。为了获得振幅和相位误差，重复校准方法，分别将振幅和相位偏移应用于硬件。误差还用于评估校准对天线方向图的影响。表1详细说明了校准后的幅度误差。组织表1和表2，将各通道误差映射到4×8平面阵列中天线单元的物理位置。
表1给出了幅度参考通道位于线性索引位置30时的幅度误差。BFICVGA分辨率每通道小于0.5dB，系统幅度误差名义上偏置在-0.20dB，变化为±0.70dB。表2给出了自然相位参考通道位于线性索引位置2时的相位误差。BFIC移相器的名义相位分辨率为2.8°，系统相位误差的名义偏差为-1.79°，变化为±2.5°。在这两种情况下，幅度和相位误差都接近BFICVGA和移相器分辨率限制，表明任何进一步减少误差都受到硬件能力的限制。
在10GHz下测量了4个测试用例，用于两种不同的振幅锥度曲线。测量每个锥度剖面的两个转向角位置，以提供数据集之间的直接比较。确定这些测试用例是为了展示数组的性能。为了便于数据集之间的比较，所有幅度数据归一化为测试用例1的主瓣峰值功率。表3详细说明了每个测试用例的振幅、锥度剖面和转向角。
在测量之前，使用MATLAB相控阵工具箱对10GHz的单贴片天线元件方向图和全混合阵列进行了仿真。建模结果提供了比较测量数据的基线。模拟配置为每个元素，元素因子为cosine0.5，移相器分辨率设置为2.8°。阵列模型也被划分为一个混合阵列，以匹配硬件配置。
图4至图7分别显示了每个测试用例的测量三维波束方向图、方位角切片和仰角切片。在每个方位角和高程矩形图中，叠加建模的元素因子、建模的比例模式和测量的比例模式，以提供模型数据与测量数据之间的比较。表4总结了观察结果和关键相控阵指标的比较。
图4a显示了测试用例1测量的3D旋转模式。振幅权重被设置为所有元件的相等值，接收波束被电子引导到舷侧。舷侧被定义为指向0°方位角和0°仰角的转向角。主瓣峰值幅度为-6.97dBFS，图4b和图4c的第一副瓣电平如预期的那样约为-13dBc。建模和测量的数据与测试用例1非常一致。空位置在±1°内匹配。在离轴+35°和-55°处，测量到的旁瓣电平开始偏离建模预测，但总体上保持了图4b中8个元素阵列的代表性模式。图4c的测量高程数据也与模型预测非常吻合，直到离轴约±35°。
测试用例2测量的3D旋转模式如图5a所示。测试用例2的振幅权重为30db泰勒锥度加权，接收波束通过电子方式转向舷侧。振幅加权的典型效果见图5b和图5c。副瓣降低30db的预期代价是主瓣变宽，阵列增益降低。测量数据开始偏离模型预测，偏离轴约±40°，在图5b的-50°处有一个明显的副瓣峰。
图6a显示了测试用例3的测量三维旋转模式，其中振幅权重设置为相等值，接收波束被电子引导到+30°方位角，0°仰角。可以观察到，主波束幅值以与单元因子相等的速率减小，与转向侧舷时的-6.97dBFS相比，主波束幅值为-7.04dBFS。
图7a显示了测试用例4测量的3D旋转模式。振幅权重设置为泰勒锥度，侧瓣电平降低30dB，接收波束通过电子控制到+30°方位角，0°仰角。在图5中观察到的类似效果也可以在图7中观察到。副瓣电平在主瓣峰值以下约30dB，主要用于图7b的方位角切割。高程切片的主瓣的额外加宽和不对称的副瓣电平是明显的。
测量数据与模型数据的偏差有一些可能的根本原因，如相互耦合，小阵列的边缘效应和校准误差。在一个非常大的阵列中，位于中心位置的元素的元素模式往往具有相似的元素因子响应。由于不对称的环境，位于阵列边缘的元素相对于中心元素经历了不同的环境。因此，边缘元件的方向图与影响总天线方向图的位于中心的元件不同。已经开发了一些技术来减轻相互耦合效应，但在发表时还没有进行彻底的研究。
对于一个理想的相控阵图，假设所有的元素都是相等的振幅，并且元素之间存在相等的相移。鉴于第四节测量的校准误差，进行蒙特卡罗分析以更好地理解误差项对理论光束模式的影响。测试用例3对方位角和仰角片进行模拟，随机幅度误差范围为±0.7dB，随机相位误差范围为±2.8°。总共分析了100次迭代。
图8和图9中测试用例3的蒙特卡罗结果强调了幅度和相位误差对整个循环模式的影响。理想阵列模型为黑色迹线，实测阵列为紫色迹线，蒙特卡罗迭代结果为两图中剩余的迹线。在这两种情况下，可以观察到幅度和相位误差对主瓣宽度的影响可以忽略不计，最坏情况下副瓣电平约为-20dBc。
通过对模型、测量和蒙特卡罗数据集的比较，证明了测量的方位角结果与理想的光束模式是一致的。图6c和7c值得注意，因为与其他数据相比，建模和测量的天线方向图之间存在较大偏差。测量的高程切片的主梁的加宽还有待用现有的数据来确定，任何结论在发表时都是推测性的。
所使用的演示硬件的天线带宽大约为1ghz，以10ghz为中心。测试用例3在9GHz、10GHz和11GHz下测量方位角方向图，观察波束斜视效应。预测的光束斜视影响可以直接计算，如图10所示。
使用图10，当主瓣转向+30°进行10GHz校准时，波束角偏差在9GHz时约为+3.75°，在11GHz时约为-3°。如图11所示，9GHz时主瓣峰值的测量角度为+33°，11GHz时主瓣峰值为+27°。注意到测量的角分辨率为1°，测量的偏差与预期偏差非常吻合。