电子行业经常需要测量宽动态范围信号，但目前的技术常常难以满足系统的实际要求。电子秤系统通常采用称重桥式传感器，最大满量程输出为1mV至2mV。这种系统要求分辨率约为1000000：1，折合到2mV输入端时，需要高性能、低噪声、高增益放大器和∑-调制器。与此类似，医疗应用中进行化学和血液分析时经常会采用光电二极管传感器，产生的电流很小，需要精确测量（如图1所示）。通常采用的是低噪声跨导放大器，该放大器有多级增益和后处理功能。
尽管实际传感器数据通常只占输入信号范围的一小部分，但系统往往必须经过专门设计以处理故障情况。因此，宽动态范围、高性能（且输入较小）以及对快速变化信号的迅速响应就成了关键要求。有些应用（如振动监控系统）包含交流和直流两种信息，因此，具备精确监控大小两种信号的能力变得越来越重要。
要满足这些要求，需要有灵活的信号调理模块、低噪声输入、较高的增益，还要能够在不影响性能的前提下动态改变增益以响应输入电平变化，同时依然维持宽动态范围。现有的∑-技术能够提供很多应用所需的动态范围，但要牺牲更新速率。本文提出了一种替代方法，即结合采用高速逐次逼近型采样ADC和自动调节量程的可编程增益放大器(PGA)前端。鉴于增益会根据模拟输入值自动改变，这种方法采用过采样将系统的动态范围增加至126dB以上。
在ADC应用中，动态范围是指满量程均方根值与均方根噪声之比，通常将模拟输入短接在一起测得。动态范围通常以分贝表示(dBV=20×log10电压比)表示ADC能够辨识的信号幅度范围；动态范围为60dB的ADC可辨识的信号幅度范围为1000:1。N位ADC的动态范围(DR)计算公式如下：
DR=6.021N+1.763dB
要实现最大动态范围，可以添加前端PGA级，从而提高极小信号输入的有效信噪比(SNR)。假设系统动态范围要求为126dB以上，首先，计算出最小均方根噪声，以实现该动态范围。例如，3V的输入范围(6Vp-p)具有2.12V的满量程均方根值(6/2√2)。最大系统容许噪声计算公式如下：
126dB=20log(2.12V/rmsnoise)
因此rms噪声≈1μVrms.
1μVrms=ND×√4kHz
或,ND=15.5nV/√Hz
图4所示为采用前端PGA增益和ADC过采样的系统级解决方案。AD8021是一款2.1nV/√Hz的低噪声高速放大器，能够驱动AD7985，还可以偏置或衰减AD8253的输出。AD8253和AD8021都采用外部共模偏置电压工作，可共同确保ADC的输入具有相同的共模电压。
由于整个系统的噪声预算为最大15nV/√Hz折合到输入端(RTI),必要计算每个模块的主要噪声源，确保不会超过15nV/√Hz的强制限幅。AD8021折合到输入端的噪声值小于3nV/√Hz，当折合到增益为100的AD8253级的输入端时可忽略不计。AD7985的额定信噪比为89dB，采用外部4.5V基准电压源，适用的噪声分辨率小于45μVrms。假设ADC的奈奎斯特带宽为300kHz，在该带宽范围内会产生约83nV/√Hz的噪声。折合到AD7985输入端时，其小于1nV/√Hz的噪声在系统中可忽略不计，因为其中的RTI噪声源是用平方和的平方根计算方法相加的。
采用AD8253的另一个好处是具有数字增益控制，可使系统增益进行动态变化以响应输入变化。这一功能可通过系统的数字信号处理能力智能化实现。
在该应用中，数字处理的主要功能是利用AD798516位转换结果产生高分辨率输出。该功能通过自动抽取数据和切换模拟输入增益实现（具体取决于输入幅度）。这种过采样产生的输出数据速率低于ADC采样速率，但是动态范围大大增加。
基本控制流如下：
FPGA中采用的两个主要模块是抽取器和增益计算器。下面将详细介绍每个模块。
该模块具有内部状态机，可以管理一些连续的数据处理步骤：
每个AD7985样本都归一化为相同的比例。例如：AD7985输入4mV，基准电压4.5V，得出代码(4mV/4.5V×65535)=58，G=1。G=100时，ADC输入端获得电压为400mV，得出输出代码为5825。对模拟前端增益(AFE)为1的ADC样本而言，当AFE增益为100时，样本必须乘以100，以抵消比例影响。这样就能保证这些样本能够正确求得平均值且合理抽取，而不受AFE增益设置的影响。
抽取器功能就位后，就可以对模拟输入进行初始测试。
将输入短接，系统就能在高增益直流模式下测试（如图6所示）。
结果显示，p-p噪声为6位，均方根噪声出色，为0.654μVrms（0.84LSB，16位）。2.12V均方根满量程范围时，动态范围计算公式如下：
DR=20log10(FS/rmsnoise)=~130dB
因此，系统很容易满足有关噪声的动态范围目标。采用50mVp-p交流模拟输入进行测试时，频域出现重大失真（如图7所示）。这一特定输入幅度突出表明了系统的最差情况——即交流输入幅度略大于增益为100的模式所处理的范围，而且系统经常在两种模式之间切换。选择增益阈值也会加重这一范围切换效应问题，详见下文所述。每个增益模式失调之间的不匹配会以总谐波失真形式显示出来，因为计算出的输出码的跳变幅度为每个范围中各失调之差。
只要通过校准消除每个增益范围的零失调，就会明显减少信号失真。实际上，单凭校准就可以减少约50dB的谐波，如图8所示。即使输入音处于最差情况，谐波也可以减少至–110dB满量程水平。
校准后的失调从归一化的样本中去除。由于两种增益设置时都进行了校准，去除的失调取决于ADC采样时的增益。
经过归一化和失调校准后的样本添加至累加器寄存器，累加器寄存器上电时可复位，每次接收72个样本。72个样本接收完成且添加至累加器后，总和传递至除法器，除法器将累加器中的值除以72，产生一个23位的平均值。此时会设置输出标志，说明除法完成，新的结果已就绪。
该模块根据当前的增益设置、两个原始ADC样本和一些硬编码阈值来输出新的增益设置。系统采用四个阈值；这些阈值的选择对较大限度地增加系统的模拟输入范围至关重要，保证G=100模式用于尽可能多的信号范围，同时防止超过ADC输入的量程。注意，该增益模块的运行基于每个原始ADC结果，而非经过归一化的数据。记住这一点后，下面将举例说明可用于此类系统的一些阈值（假设为双极性系统，中量程为0）：
T1（正下阈值）：+162（高于中量程162个代码）T2（负下阈值）：-162（低于中量程162个代码）T3（正上阈值）：+32507（低于正满量程260个代码）T4（负上阈值）：–32508（高于负满量程260个代码）
处于G=1模式时，采用内限值T1和T2。当实际ADC结果处于T1和T2之间时，增益切换至G=100模式。这样可以确保ADC接收到的模拟输入电压尽快较大化。
处于G=100模式时，采用外限值T3和T4。如果ADC结果预计高于T3或低于T4，增益就会切换至G=1模式，以防止超出ADC输入的量程（如图9所示）。
当处于G=100模式时，如果算法预测下一个ADC样本刚好落在外阈值以外（采用非常基本的线性预测），产生的ADC结果为+32510，增益就会切换到G=1，下一个ADC输出结果就不是+32510，而是+325。
在类似的系统中，要想防止震颤(阈值附近快速反复的增益切换),则须使用迟滞(100至1和1至100切换电平的分离)它对确定正确的阈值限值十分重要。在本例采用的实际限值的计算中，设置了明显的迟滞。如果系统从高增益(G=100)模式切换到低增益(G=1)模式，系统的模拟输入电压就必须减少约50%才能返回到高增益模式。
获得充分优化的增益和抽取算法后，整个系统就准备就绪，可以开始测试。图10显示了系统对运行在1kHz下的–0.5dBFS大信号输入音作出的响应。将100的PGA增益考虑在内时，实现的动态范围为127dB。
与此类似，当针对图11中的小信号输入进行测试，且输入音在–46.5dBFS下为70Hz时，实现的动态范围可达129dB。较小输入音的性能有望得到提升，因为该测量过程中没有发生增益范围的有源切换。
系统的关键是结合ADC过采样技术与预见性增益设置算法。如何处理输入信号的压摆率对于增益算法至关重要。输入压摆率较高时，可能需要定制增益设置，以便当信号接近可能超出ADC输入量程的电平时，快速做出响应。这一要求可以通过缩小阈值来实现，或者用多个样本取代两个样本，通过对输入信号进行更复杂的预测分析来实现，如本例所述。反之，在输入压摆率极低的系统中，可以扩大阈值，从而更好地使用高增益模式，而不会超出ADC输入量程。
虽然本文介绍的是AD7985ADC，但所用的技术同样适用于ADI公司的其他高速转换器。采用更快的ADC采样速率后，最终用户可以将增加的输入带宽和更快的输出数据转变为增加的过采样率，从而实现更大的动态范围。
如果采用AD8253VGA的额外增益范围，而不仅仅是G=1和G=100，可以进一步减小增益变化的影响。在本文所述的示例中，增益切换时会产生少量的失真。但是，如果采用G=10的范围，对采用额外校准点的三步进增益而言，可能会实现更好的系统THD参数。
ColmSlattery
ColmSlattery是ADI公司工业与仪器仪表部的应用工程师。他最初在ADI做的是测试开发工程师，曾在中国上海工作了3年，负责支持精密转换器部的现场活动。任职工业与仪器仪表部之前，Colm在DAC部门担任产品线应用工程师。
MickMcCarthy
MickMcCarthy2000年毕业于爱尔兰利默里克大学，获得电子工程学士学位。他曾经担任精密转换器应用工程师，目前负责管理精密系统应用团队，该团队负责为核心产品及技术(CPT)部门和战略细分市场(SMS)部门开发硬件和软件。